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单级功率因数校正(PFC)变换器的设计

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单级功率因数校正(PFC)变换器的设计 李广全,王志强,张梅 (华南理工大学电力学院,广东 广州 510640)

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引言 为了减少对交流电网的谐波污染,国际上推出了一些限制电流谐波的标准,如 IEC1000-3-2 标准,它

要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。 为了使输入电流谐波满足要求, 必须加入功率因数校正 (PFC) 目前应用得最广泛的是 PFC 级+DC/DC 。 级的两级方案,它们有各自的开*骷涂刂频缏贰U庵址桨改芄换竦煤芎玫男阅埽淙钡闶堑缏犯丛樱 成本高。 在单级功率因数校正变换器 中,PFC 级和 DC/DC 级共用一个开关管和一套控制电路,在获得稳定输出 的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单,成本低的优点,适用于小功率场合。本文介绍一种单 级 PFC 变换器的基本原理及其设计过程。 2 单级 PFC 变换器 单级 PFC 变换器的原理图如图 1 所示,是一种基于脉宽调制(PWM)的变换器。变换器的 PFC 级采用 Boost 电感电路,而 DC/DC 级采用双管单端正激电路结构。
[1]

图1

单级功率因数校正变换器的原理图

PWM 集成芯片采用了 UC3842,是一种电流型控制的专用芯片,具有电压调整率高,外围元器件少,工 作频率高,启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容,连接在驱动变压器原边。驱动变压器副边 采用双绕组结构,得到两路同相隔离的驱动信号,从而实现了 DC/DC 级的双管驱动。 变换器发生过流时,由电阻 R9 检测到开关管的过流信号,封锁 UC3842 的输出信号,实现过流保护。电 压负反馈控制由电阻 R12 和 R13 获得输出电压信号。 变换器的工作原理简述如下:当变换器接通电源时,交流输入电压经过整流桥后的直流电压经电阻 R17 降压后,给 UC3842 提供启动电压;进入正常工作后,二次绕组 N3 提供 UC3842 的工作电压(12V);二次绕 组 N2 的高频电压经整流滤波,由 TL431 获得偏差信号,经光耦隔离后反馈到 UC3842,去控制开关管的开通 与截止,实现稳压的目的;在一个开关周期 Ts 内,控制 Boost 电感工作在不连续导电模式(DCM)下,使得 输入电流波形自然跟随输入电压波形,从而实现了功率因数校正。 3 3.1 变换器的设计 EMI 滤波器的设计

EMI 滤波器能有效抑制电网噪声,提高电子仪器,计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性 。单级 PFC 变换器的 PFC 级工作在不连续导电模式下,其输入电流波形为脉动三角波,因此,其前端需添加 EMI 滤波器以滤除高频纹波。 EMI 滤波器电路如图 1 所示,包括共模扼流圈(亦称共模电感)和滤波电容。共模电感主要用来滤除 共模干扰,其电感量与 EMI 滤波器的额定电流有关。本文中的单级 PFC 变换器的额定电流为 1A,取共模电 感值为 15mH。滤波电容 C11 和 C13 主要滤除串模干扰,容量大致为 0.01~0.47μF。C14 和 C15 跨接在输入端, 并将电容器的中点接地,能有效抑制共模干扰,容量范围是 2200pF~0.1μF。 3.2 功率器件的选取 变换器的开*骷话憔∮霉β食⌒в埽∕OSFET),依据输入最高电压时输出最大电流的要求来 确定其电压与电流等级,并预留有 1.5~2 倍的电压和 2~3 倍的电流裕量。在单管变换器中,开*骷 电压 UCEO 通常可按经验公式(1)选取

[2]

UCEO=

(1)

式中:Udmax 为漏源极的最大电压;

D 为占空比。
开*骷牡缌靼锤咂当溲蛊饕淮稳谱榈淖畲蟮缌骼慈范ā1疚闹校捎诓捎盟艿缏方峁梗扛隹 关管所承受的电压为 UCEO 的一半,故选用耐压 500V,电流 8A 的 IRF840。 变换器中 PFC 级的二极管选用了超快速恢复二极管,而 DC/DC 级整流输出端选用肖特基整流二极管, 以减小二极管的压降。 3.3 变换器电感的设计 在单级 PFC 变换器中,为了实现功率因数校正,通常控制 PFC 级的 Boost 电感工作在不连续导电模式; 而为了提高变换器的效率,DC/DC 级一般采用连续导电模式,在一个开关周期内,通过 L1 和 L2 的电流如 图 2 所示。

图2

开关周期内通过 L1 和 L2 的电流

为了使得 Boost 电感工作于不连续导电模式下,有

<

(2)

f(D)=
式中:RL 为变换器的负载电阻;L1 为 Boost 电感值;

(3)

Ts 为变换器的开关周期; D 为占空比,
η 为变换器的效率;

UC1 为中间储能电容上的电压; Uo 为直流输出电压。
为了使得 DC/DC 级工作在连续导电模式下,有

>(1-D)

(4)

式中:L2 为 DC/DC 级的储能电感值。 在本文中,要求 Ts=8.33μs,D=0.2,Uo=16V,RL=2.133Ω,UC1=380V。故选取 L1=100μH,L2=20μH。 功率因数校正的实验结果如图 3 所示,图 3 中,uin 是交流输入电压经整流桥后的电压波形,iL1 是流经 Boost 电感 L1 的电流波形,*似于正弦波。实验得到的功率因数为 0.97。

图3

输入电压 uin 与电流 iL1

3.4

高频变压器的设计 高频变压器是变换器的核心部件,它的性能好坏不仅影响变压器本身的发热和效率,而且还会影响到

变换器的技术性能和可靠性。 3.4.1 磁芯的选用

本文的负载设计为 Uo=16V,Io=7.5A,由高频变压器的二次绕组 N2 绕组提供。而绕组 N3 提供 UC3842 的 工作电源,其输出功率很小,可忽略。由设定条件可知,高频变压器的输出功率为

P2=16×7.5=120W
根据文献[3]给出的输出功率与磁芯尺寸的关系,选用了 PQ32-30 磁芯,其有效截面积为 167mm 。 3.4.2 绕组匝数的确定
2

变压器初级绕组电压幅值 UP1 为

UP1=UC1-ΔU1≈UC1=380V
式中:UC1 是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压); ΔU1 是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和,在实际计算中可以忽略。 变压器二次绕组 N2 的电压幅值 UP2 为

UP2=

=

=83.5V

式中:ΔU2 是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。 初级绕组匝数 N1 为

N1=

(5)

式中:f 是开*德剩120kHz); ΔBm 是磁通增量,此处取 ΔBm=0.15T。 由式(5)得

N1=
实际取 N1 为 26 匝。

×10 =25.3 匝

4

二次绕组匝数 N2 为

N2=

N 1=

×26=5.7≈6 匝

二次绕组 N3 提供 UC3842 的 12V 工作电压,故

N3=

N 1=

×26≈4 匝

4

结语 应用脉宽调制集成控制芯片 UC3842 构成的单级 PFC 变换器,具有电路结构简单,成本低等优点。不仅

获得稳定的输出,而且实现了功率因数校正。 作者简介 李广全(1977-),男,硕士研究生,研究方向为高频开关电源。




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